Андрей Смирнов
Время чтения: ~22 мин.
Просмотров: 0

Биполярные транзисторы: схемы включения. схема включения биполярного транзистора с общим эмиттером

Биполярные транзисторы, вах транзистора включенного по схеме с общим эмиттером:

Входные
ВАХ транзистора с общим эмиттером:

Выходные
ВАХ транзистора с общим эмиттером:

Проанализируем,
почему малые изменения тока базы
Iбвызывают значительные
изменения коллекторного тока Iк.
Значение коэффициента β, существенно
большее единицы, означает, что коэффициент
передачи α близок к единице. В этом
случае коллекторный ток близок к
эмиттерному току, а ток базы (по физической
природе рекомбинационный) существенно
меньше и коллекторного и эмиттерного
тока. При значении коэффициента α = 0,99
из 100 дырок, инжектированных через
эмиттерный переход, 99 экстрагируются
через коллекторный переход, и лишь одна
прорекомбинирует с электронами в базе
и даст вклад в базовый ток.

Увеличение
базового тока в два раза (должны
прорекомбинировать две дырки) вызовет
в два раза большую инжекцию через
эмиттерный переход (должно инжектироваться
200 дырок) и соответственно экстракцию
через коллекторный (экстрагируется 198
дырок). Таким образом, малое изменение
базового тока, например, с 5 до 10 мкА,
вызывает большие изменения коллекторного
тока, соответственно с 500 мкА до 1000 мкА.

Коэффициент — усиление — транзистор

На более высоких частотах ( область Е) коэффициент усиления транзистора по мощности уменьшается до единицы. На частотах выше fmax транзистор ведет себя как пассивный четырехполюсник.

Динамическая характе-ристика лавинного транзистора.

Как известно, для логических схем различного типа коэффициент усиления транзистора определяет нагрузочную способность схемы. Поэтому в схемах с лавинным пробоем коллекторного перехода с ростом напряжения увеличивается нагрузочная способность. В нагрузке, включенной последовательно с лавинным транзистором в цепь эмиттера или коллектора, протекает импульс тока, фронт которого определяется лавинными процессами.

Рассмотрен вопрос о влиянии поверхностной рекомбинации на величину коэффициента усиления транзистора в инверсном включении.

В § 24 — 1 рассматривается способ изменения коэффициента усиления транзистора путем изменения положения рабочей точки по постоянному току.

Определение ц по характеристикам транзистора.| Определение Rm по характеристике транзистора ir.

Для определения ( хр яеобходи — М О найти коэффициенты усиления транзисторов, входящих в составной ( fin, i — M2, Щз), или звать их параметры ( гб, гъ, гк, р) в схеме — с общим эмиттером.

Поскольку R может во много раз превосходить R3, коэффициент усиления транзистора по напряжению может достигать значительной, величины.

Из последнего выражения видно, что с ростом частоты коэффициент усиления транзистора, а следовательно, и усилительного каскада — уменьшается.

Для уменьшения влияния температуры на работу транзисторов и поддержания коэффициента усиления транзистора постоянным в определенном температурном интервале в усилительных устройствах необходимо применять специальные стабилизирующие средства.

Для обеспечения стабильности амплитуды напряжения и снижения критичности схемы к коэффициенту усиления транзистора устанавливаем режим насыщения.

При проверке условия, выраженного (6.14), учитываются минимально возможные значения коэффициентов усиления транзисторов. Как видно из (6.13), при R & Rj, что всегда выполняется, для схемы на рис. 6.3 значение / О.

Соотношения ( 2) и ( 3) позволяют вычислить зависимость коэффициента усиления транзистора в функции его 5-параметров. Вычисления были проделаны для широкого набора параметров эквивалентной схемы.

Известно также, что на величину обратного тока перехода и величину коэффициента усиления транзистора сильно влияет скорость поверхностной рекомбинации носителей заряда.

Из формул ( 13) и ( 14) видно, что коэффициенты усиления транзистора по напряжению и мощности равны отношению сопротивления нагрузки в цепи коллектора к сопротивлению цепи эмиттера, поэтому транзисторы представляют собой преобразователи сопротивления.

4.1. Эмиттерная стабилизация (для схемы с фиксированным напряжением)

Стабилизация осуществляется введением
в схему последовательной отрицательной
обратной связи (ООС) по постоянному
току. Для этого в схему усилительного
каскада (рис. 7) в цепь эмиттера добавлен
резистор RЭ
(рис. 8). Обратная связь представляет
собой процесс подачи выходного напряжения
усилительного каскада на его вход. Это
напряжение называют напряжением обратной
связи UОС.
При отрицательной обратной связи,
напряжение обратной связи UОС
подается на вход усилителя в
противофазе к входному сигналу.
Результирующий входной сигнал уменьшается,
что в свою очередь приводит к уменьшению
выходного сигнала. Это равносильно
уменьшению коэффициента усиления
каскада. Для оценки величины обратной
связи используется коэффициент обратной
связи β, который изменяется в пределах
от 0 до − 1. Знак минус означает отрицательную
обратную связь. Для положительной
обратной связи β лежит в пределах от 0
до +1. Коэффициент β показывает, какая
часть выходного напряжения подается с
выхода на вход усилителя и определяется
выражением β = UОС/UВЫХ.

В схеме эмиттерной стабилизации
напряжение ООС (UООС)
снимается с резистораRЭ.
Напряжение смещения, приложенное к
эмиттерному переходу транзистора VT1
определяется выражением,
где RЭIОЭ=UООС.
С увеличением окружающей температуры
изменится ток покоя коллектора (за счет
обратного тока в первую очередь), и,
следовательно, ток покоя эмиттераIОЭ.

Рис. 8

В этом случае рабочая точка на
характеристике должна подняться вверх,
но этого не происходит, т.к. с увеличением
IОЭ
увеличивается и падение напряжения
наRЭ(UООС),
следовательно, уменьшаетсяUБЭ,
что компенсирует рост тока через эмиттер,
т.е. начальная рабочая точка останется
на месте, происходит стабилизация
положения рабочей точки.

Для исключения влияния отрицательной
обратной связи по переменному току на
коэффициент усиления, параллельно
резистору RЭ
включен конденсатор СЭ,
который шунтирует точку эмиттера VT1.
КонденсаторCЭобеспечивает короткое замыкание
переменной составляющей напряжения
UЭ=UООCна общую шину. При отсутствии СЭ
переменная составляющая эмиттерного
токаiЭ,
определяемая входным
сигналом, создаёт на эмиттерном
резисторе падение напряженияUЭ=RЭ
iЭ,
что снижает результирующее входное
напряжение, которое определяется
выражениемUБЭ
=UВХ
−RЭ
iЭ.
Следовательно, уменьшается выходное
напряжение каскада и его коэффициент
усиления. Чтобы переменная составляющая
на всех частотах усиливаемого напряжения
не проходила через резистор, ёмкость
конденсатора СЭ
должна быть большой, при этом
ёмкостное сопротивление конденсатора
должно удовлетворять соотношению.

4.2. Коллекторная стабилизация (для
схемы с фиксированным током
)

В схеме усилительного каскада резистор
смещения RБотсоединяется от шины питания и
подключается непосредственно к коллектору
транзистораVT1 (рис. 9). Если по каким либо
причинам произойдет увеличение тока
коллектора, то рабочая точка на выходных
характеристиках должна перемещаться
по нагрузочной линии вверх. Это вызовет
возрастание падения напряжения на
резисторе RК,
что приведет к уменьшению напряжения
UКЭ и
соответственно к уменьшению UКБ.
Следовательно, уменьшится ток базы IОБ,
который определяется выражением:

IОБ=
.

А при уменьшении
тока базы рабочая точка не будет
перемещаться вверх, она останется на
своем прежнем месте. Т.е. происходит
стабилизация положения рабочей точки.
В схеме усилительного каскада (рис.
9) с помощью RБреализована параллельная отрицательная
обратная связь по постоянному току.
Часть выходного

Рис. 9

напряжения
через резистор смещения RБпоступает на вход каскада (базу
транзистораVT1) в противофазе с входным
напряжением сигнала. Такая стабилизация
рабочей точки получила название
коллекторной.

Действие ООС можно рассмотреть по
другому выражению, связывающему
постоянные составляющие токов IОКи IОБ..

Т.к. напряжение
UБЭ
мало, то можно допуститьRБ
IОБЕК −RК(IОБ+IОК),
откуда следует, что с повышением
температуры и, следовательно, с увеличением
тока коллектораIОК
уменьшается
произведениеRБIОБ,
т.е. уменьшается ток базыIОБ.
Исходя из соотношения IОК
≈ βIОБ,
где β коэффициент усиления транзистора
включенного по схеме ОЭ, следует, что
ток коллектораIОК
также будет уменьшаться. Рабочая
точка транзистора остается в расчетном
месте, т.е. происходит стабилизация
рабочей точки.

Шум

Максимальная чувствительность усилителей малых сигналов ограничена шумом случайных колебаний тока. Двумя основными источниками шума в транзисторах являются дробовой шум из-за потока носителей заряда в базе и тепловой шум. Источником теплового шума является сопротивление устройства, и с ростом температуры уровень теплового шума увеличивается:

\

где

  • k – постоянная Больцмана (1,38 · 10-23 Вт · с/К);
  • T – температура резистора в кельвинах;
  • R – сопротивление в омах;
  • Bш – полоса шума в герцах.

Шум в транзисторном усилителе определяется с точки зрения дополнительного шума, создаваемого усилителем, то есть не того шума, который усиливается от входа к выходу, а того, который генерируется в усилителе. Он определяется путем измерения отношения сигнал/шум (С/Ш, S/N) на входе и выходе усилителя. Выходное переменное напряжение усилителя с малым входным сигналом соответствует S + N, сумме сигнала и шума. Переменное напряжение без входного сигнала соответствует только шуму N. Величина шума F определяется через отношения S/N на входе и выходе усилителя.

\[F = {(S/N)_{вх} \over (S/N)_{вых}}\]

\

Величина шума F для радиочастотных (РЧ, RF) транзисторов обычно приводится в технических описаниях в децибелах, FдБ. На ОВЧ (очень высоких частотах, VHF, от 30 МГц до 300 МГц) хорошим показателем шума является величина <1 дБ. На частотах свыше ОВЧ уровень шума значительно увеличивается, 20 дБ на декаду, как показано на рисунке ниже.

Уровень шума малосигнального транзистора в зависимости от частоты

На рисунке выше также показано, что шум на низких частотах с уменьшением частоты увеличивается на 10 дБ за декаду. Этот шум известен как шум 1/f.

Уровень шума зависит от типа транзистора (модели). Радиочастотные транзисторы малых сигналов, используемые на антенном входе радиоприемников, специально разработаны для внесения малого уровня шума. Уровень шума зависит от тока смещения и согласования импедансов. Наилучший показатель шума для транзистора достигается при более низком токе смещения и, возможно, при рассогласовании импедансов.

5.6. Особенности цепей питания и смещения в каскадах на полевых транзисторах

В режимах усиления ПТ могут работать без входных токов и поэтому рассматриваются как приборы, управляемые напряжением: RУПР = RЗ затвора. Это является основным их отличаем от БТ. Такие условия работы обеспечиваются при подаче на входной электрод определённого по знаку напряжения смещения. Рабочая точка выбирается на наиболее крутом и линейном участке характеристики подачей противоположного (по сравнению EП и U) по знаку напряжения смещения. Обычная схема резистивных каскадов на ПТ аналогична схеме каскада на БТ, рис. 5.7.

Рис. 5.7. Схема резистивного каскада на ПТ

Элементом связи является резистор RС. Для получения нужного по знаку и величине смещения при использование ПТ с p-n переходом в цепь истока включается резистор RИ, на котором постоянная составляющая выходного тока iС создаёт напряжение, равное необходимому смещению:

UЗ0 = iC0·RИ

При этом резистор RЗ соединяет управляющий электрод (затвор) с общей для входа и выхода заземленной точкой. Небольшие токи утечки на этом резисторе не должны создавать заметного напряжения:

iУТ·RЗ ≈ 0;

т.е. величина RЗ должна быть ограничена и указывается в справочнике для используемого ПТ. Током утечки iУТ для ПТ является обратный ток запертого p-n перехода затвор-канал. Резистор в цепи истока шунтируют большей ёмкостью СИ.

В рассматриваемой схеме можно увеличить стабильность, если ввести ООС по постоянному току путём включения делителя в цепь затвора (пунктир, рис. 5.7) Для ПТ с изолированным затвором и встроенным каналом, работающих в режиме обеднения, схема цепей питания имеет вид, показанный на рис.5.7 (без R′З). При работе ПТ в режиме обогащения, а также для ПТ с индуцированным каналом могут быть использованы схемы, аналогичные БТ, рассмотренных выше.

Коэффициент — усиление — транзистор

Коэффициенты усиления транзисторов значительно зависят от тока. Обычно коэффициент apN горизонтального р — п — — транзистора достигает максимального значения при меньших токах, чем anN вертикального п — р — я-транзистора.

Принципиальная схема.

Коэффициентом усиления транзистора ( ВСт) называется отношение силы тока коллектора к силе тока базы.

Поскольку коэффициент усиления транзистора Г2 больше единицы, то изменение тока / Э2 является определяющим: небольшое изменение тока 1Э1 на Ai Bl приводит к изменению тока гэ2 на Л / Э2 A / 3t — Поэтому положительная обратная связь между каскадами является преобладающей.

Уменьшение коэффициента усиления транзистора при больших токах из-за перехода в режим насыщения также приводит к искажению формы усиливаемого сигнала.

Схема блокинг-генератора с компенсацией изменения уровня срабатывания.

Так как коэффициент усиления транзистора при повышении температуры также несколько падает, приходится не только компенсировать дрейф входной характеристики, но даже обеспечивать некоторую перекомпенсацию. На рис. 28, б изображена схема, в которой усилительный каскад запуска блокинг-генератора используется также для компенсации обоих факторов.

При этом коэффициенты усиления транзисторов снижаются настолько, что возникает угроза потери элементами работоспособности. В связи с этим идут интенсивные поиски методов повышения коэффициентов усиления транзисторов в микрорежиме. В работе было предложено использовать транзистор в режиме микротоков при лавинном пробое коллекторного перехода. Такое использование позволяет существенно повысить величину коэффициентов усиления; при этом за счет малых токов коллектора снимается главный недостаток лавинного режима — опасность возникновения вторичного пробоя, В связи с этим возникает вопрос о возможности использования лавинных транзисторов в микромощных логических схемах.

Представлены таблицы коэффициента усиления СВЧ транзистора в режиме двухстороннего согласования в функции нормализованных параметров его физической эквивалентной схемы, а также нормализованные частотные кривые коэффициента шума. Нормализация параметров эквивалентной схемы ( учитывающей паразитные параметры транзистора) позволяет охватить сравнительно небольшой по объему таблицей широкий класс СВЧ транзисторов.

Как известно, коэффициент усиления транзистора по току в обратном направлении ( плюс напряжения на коллекторе) примерно в 2 5 раза меньше, чем в прямом направлении.

Векторные диаграммы токов транзистора на разных частотах.| Коллекторная цепь.

На некоторой частоте коэффициент усиления транзистора по мощности даже при согласованной нагрузке становится равным единице. Это означает, что транзистор на такой частоте уже нельзя рассматривать как активный элемент электрической схемы.

Здесь а — коэффициент усиления транзистора, определяемый по (27.14), а / у — темновой ток транзистора с отключенной базой.

Известно, что коэффициент усиления транзистора по току в схеме с общим эмиттером В изменяется при изменении температуры. Известно также, что характер изменения коэффициента усиления В при снижении температуры от 20 С ( 293 К) до — 60 С ( 213 К) может носить как падающий, так и возрастающий характер.

Необходимо учитывать снижение коэффициента усиления транзистора Pmin при больших токах.

Ключевой режим каскада с общим эмиттером

При смещении рабочей точки в одно из двух крайних состояний на проходной характеристике — или в режим отсечки коллекторного тока, или в режим насыщения транзистора, каскад с ОЭ приобретает ключевые свойства и имеет два состояния. Каскад при этом работает в ключевом режиме, как реле (состояния закрыт, открыт) и применяется как логический инвертор в логических элементах, управлением электромагнитными реле, лампами накаливания и др. Как и контактные группы реле, ключевые каскады могут формально считаться нормально закрытыми (разомкнутыми) и нормально открытыми (замкнутыми), это определяется положением рабочей точки — отсечки или насыщения.

18.6. Режимы работы усилительных каскадов

Для того чтобы
форма переменной составляющей тока на
выходе усилителя совпадала с формой
подаваемого на вход сигнала, зависи­мость
между ними должна быть линейной. Поскольку
транзистор явля­ется нелинейным
элементом, возможно искажение сигнала.
Наличие или отсутствие искажения зависит
как от амплитуды сигнала, так и от выбора
положения начальной рабочей точки на
нагрузочной линии. Выбор положения
начальной рабочей точки влияет также
на к. п. д. усилителя. В момент, когда
сигнал отсутствует, вся энергия источников
питания идет только на нагрев p-n-переходов,
т. е. тратится бесполезно. Если начальная
рабочая точка лежит на середине
прямолинейного участка, а амплитуда
сигнала такова, что рабочая точка,
перемещаясь, не выходит за пределы
прямолинейного участка входной
характеристи­ки, то искажения сигнала
не происходит. К. п. д. в этом случае
меньше 50%

В зависимости от
положения начальной рабочей точки на
характе­ристиках активных элементов
и амплитуды усиливаемого сигнала
раз­личают три основных режима работы
усилительного каскада: А, В и С.

Режимы работы
активных элементов часто называют
классами
уси­ления
.
Количественно режимы усиления для
синусоидального сигнала характеризуют
углом отсечки θ — половиной той части
периода, в те­чение которой через
выходную цепь активного элемента
проходит ток. Угол отсечки выражают в
градусах или радианах.

Режим А.
В этом режиме начальная рабочая точка
А находится примерно в середине линейной
части проходной характеристики Ik
= f(UБ)
, а амплитуда сигнала такова, что, как
видно из рис. 18.11, ток в выходной цепи
протекает в течение всего периода
сигнала. Угол отсечки θ равен 180°.
(Отметим, что характеристики даны для
усилителя с транзистором типа p-n-р по
схеме с ОЭ.)

Транзистор работает
в активном режиме. Рабочая точка А,
переме­щаясь по нагрузочной линии,
не выходит за пределы точек 1 и 2 на
нагрузочной линии (см. рис. 18.10, в, точка
А). При работе ниже точки 2 транзистор
переходит из активного режима в режим
отсечки, а при работе выше точки 1 — в
режим насыщения. Из-за большого тока
покоя к. п. д. в этом режиме низкий, менее
50 %. Это основной недостаток рассматриваемого
режима. В режиме А активный элемент
рабо­тает почти без искажений, а форма
выходного сигнала соответствует форме
входного. Режим А используют в основном
в каскадах пред­варительного усиления.

Режим В.
Начальная рабочая точка А лежит в начале
проходной характеристики (рис. 18.12). Ток
коллектора проходит через активный
элемент лишь в тече­ние отрицательного
(для транзистора типа р-n-р)
полупериода входного напряжения, во
время же другого полупериода тока нет,
т. е. активный элемент «заперт», рабочая
точка А находится ниже точки 2 на
нагрузочной ли­нии — в области отсеч­ки
(см. рис. 18.10, в, точка А). Угол отсечки
θ составляет
90°. К. п. д. каскада, работающего в режиме
В, значи­тельно выше, чем для режима
А, поскольку ток покоя мал.

В режиме В усилитель
имеет высокий к. п. д. (до 80 %), однако
усиливается только один полупериод
входного сигнала. Кроме того, сигнал
сильно искажается.

Для
усиления сигнала в течение всего периода
используют двух­тактные схемы, когда
одно плечо схемы работает в положительный
полупериод, а другое — в отрицательный.
В режиме В (так как к. п. д. высок) работают
каскады мощного усиления (выходная
мощность от 10 Вт и более).

Режим
С
. В режиме
С начальная рабочая точка А располагается
правее начальной точки проходной
характеристики (рис. 18.13). Угол θ менее
90°. В отсутствие сигнала ток через
активный элемент не про­ходит —
элемент полностью «заперт». При подаче
сигнала ток коллек­тора проходит в
течение времени, меньшем отрицательного
полупе­риода напряжения входного
сигнала, причем искажение сигнала
боль­шее, чем в режиме В. К. п. д. каскада,
работающего в режиме С, выше, чем в режиме
В, так как ток покоя отсутствует. Режим
С применяют в мощных резонансных
усилителях.

Режим D.
Иначе этот режим называют ключевым.
Активный элемент в этом режиме работы
усилителя находится либо в состоянии
отсечки, либо в состоянии насыщения. В
первом случае ток через активный элемент
равен нулю, во втором — равно нулю
падение напряжения между выходными
зажимами. К. п. д. в этом режиме выше, чем
в ре­жиме С (он близок к единице), потери
энергии малы. Этот режим используют
только для усиления прямоугольных
сигналов.

2.1. Выбор положения точки покоя.

Стабильность
точки покоя.

В
режиме покоя усилительного каскада,
когда входной сигнал равен нулю,
необходимо правильно выбрать рабочую
точку (точку покоя) транзистора, которая
характеризуется совокупностью тока
покоя и напряжения покоя выходной цепи.

Выбор
точки покоя целесообразно производить
графически, используя для этого
характеристики транзистора. Так, для
биполярного транзистора на семействе
выходных характеристик положение точки
покоя соответствует заданному току
покоя базы Iбп

и выбранному положению нагрузочной
линии АВ (см. рис. 2.2). Точка покоя
выбирается, исходя из заданной величины
выходного напряжения Ukm
и
связанного с ним выходного тока
Ikm=Ukm/Rk.
Значения этих величин определяют крайние
точки Р1
и Р2
рабочего участка нагрузочной
характеристики.

Рис.
2.2

Перед
построением нагрузоч-ной линии и
последующим выбо-ром положения точки
покоя необ-ходимо определить рабочую
об-ласть статических характеристик
транзистора. Эта область ограни-чена
предельными значениями напряжения Uкэ
доп

и тока Iк
доп

,
допустимой мощностью рассеяния Рк
доп

и минимальными значениями напряжения
и тока коллектора Uкэ
min,
Iк
min
.Ограничения
по Uкэ
min
вызваны тем, что в этой области
характеристики транзистора имеют ярко
выраженную нелинейность. Величина же
тока Iк
min

должна быть больше Iко
max,
чтобы
полезный сигнал был легко различим на
фоне тока Iко.

Рабочая
точка не должна заходить за пределы
рабочего участка. В противном случае
могут значительно возрасти нелинейные
искажения, а в худшем случае транзистор
может выйти из строя из-за теплового
или электрического пробоя коллекторного
перехода.

После
того как рабочая точка выбрана, необходимо
обеспечить ее положение на нагрузочной
прямой с помощью источников питания,
смещения и режимных резисторов.

Такие
расчеты обычно выполняются аналитическими
методами.

В
транзисторных каскадах положение точки
покоя сильно зависит от температуры
окружающей среды и разбросов параметров
транзистора и дру­гих элементов схемы.
При изменении температуры точка покоя
может выйти за пределы рабочей области,
что приводит к появлению значительных
нели­нейных искажений. На рис. 2.3 на
примере сквозной характеристики каскада
iк(er)
показано
возможное изменение точки покоя при
увеличении темпера-туры окружающей
среды То.

При
расчете режима покоя каскада на биполярном
транзисторе считают, что смещение точки
покоя вызывается только температурными
изменениями тока коллектора покоя Iкп,
причинами чего являются температурная
зависимость коэффициентов передачи
эмиттерного a(T)
или
базового b(T)
токов, температурная зависимость
обратного тока коллекторного перехода
Iко
(Т)
и зависимость от Т
напряжения на переходе база-эмиттер.

Для
ориентировочных расчетов при заданном
изменении температуры DTo
можно
принять:

1.
Приращение
интегрального коэффициента передачи
тока эммитера a

(2.1)

2.
Приращение интегрального коэффициента
передачи тока базы b.

Так
как
, то (2.2)

откуда

(2.3)

3.
Приращение обратного тока коллекторного
перехода для германиевых транзисторов

Рис.
2.3

, (2.4)

для
кремниевых транзисторов
. (2.5)

4.
Приращение напряжения на переходе
база-эмиттер

(2.6)

Здесь
ТКa и
ТКН — температурные коэффициенты a
и напряжения соответственно.

При
расчете режима покоя усилительного
каскада на МПД-транзисторе учитывают
температурную зависимость тока стока
и крутизну стоко- затворных характеристик
.

Рассмотрим
температурные изменения тока коллектора
торанзистора для двух схем включения
ОБ
и ОЭ.

Рис.
2.4

Общее
выражение для тока покоя, справедливое
для обоих схем, имеет вид:

,
где
(2.7)

При
увеличении температуры появляются
приращение токов

, (2.8)

где
Rг
+ Rвх
— суммарное сопротивление входной
цепи; Rвх

входное сопротивление транзистора.

При
питании схемы ОБ от источника тока можно
считать Iэ=const,
тогда, полагая
,
получаем

(2.9)

т.е.
схему ОБ можно отнести к схемам с
идеальной стабилизацией, в которой
изменения тока коллектора обусловлены
лишь изменениями обратного тока
коллектора.

Для
схемы ОЭ

(2.10)

Тогда
приращение тока коллектора покоя
определяется как

(2.11)

Подставляя
,

Получаем (2.12)

Отсюда
следует, что при Iб=const
изменения
тока коллектора покоя в схеме ОЭ в 1+b
раз больше, чем в схеме ОБ.

Температурную
нестабильность точки покоя транзисторных
каскадов принято оценивать с помощью
коэффициента нестабильности b,
который показывает, во сколько раз
изменение тока в данной схеме больше
изменения тока коллектора в схеме с
идеальной стабилизацией.

Следовательно,

(2.13)

В схеме
с идеальной стабилизацией S=1
максимальное
значение
S=1+b,
например,
в схеме ОЭ без стабилизации точки покоя.

3) Схема включения с общим коллектором.

В схеме с ОК коллектор является общей
точкой входа и выхода. Особенность этой
схемы в том, что входное напряжение
полностью передается обратно на вход
(очень сильна отрицательная обратная
связь).

Нетрудно видеть, что входное напряжение
равно сумме переменного напряжения
база — эмиттер Uбэ и выходного напряжения.
Значит разность между входным и выходным
напряжениями определяется величиной
Uбэ и не может превышать 0.7 вольт. Но
может быть гораздо ниже этого значения
(зависит от степени открытия перехода
база-эмиттер) – например 0.1-0.2 вольт.

Коэффициент усиления по току каскада
с общим коллектором почти такой же, как
и в схеме с ОЭ, т. е. равен нескольким
десяткам. Однако, в отличие от каскада
с ОЭ, коэффициент усиления по напряжению
схемы с ОК близок к единице, причем
всегда меньше её. Коэффициент усиления
по мощности равен примерно нескольким
десяткам.

Схема с общим коллектором имеет
наименьшее среди остальных схем включения
выходное сопротивление.

Фазового сдвига между Uвых и Uвх нет.
Значит, выходное напряжение совпадает
по фазе с входным и почти равно ему
(разница в пределах 0.1-0.7 вольт). То
есть, выходное напряжение повторяет
входное, при этом входное сопротивление
такой схемы очень высоко (10-ки Ком), а
выходное сопротивление очень мало
(10-ки Ом) .
Именно поэтому данный каскад
обычно называют эмиттерным повторителем
и используют для согласования входов
и выходов различных аналоговых схем по
напряжению.

Название “эмиттерный повторитель”
произошло оттого, что резистор нагрузки
включен в провод вывода эмиттера и
выходное напряжение снимается с эмиттера
(относительно общего вывода – “земли”).

Недостатком схемы является то, что
она не усиливает напряжение – коэффициент
усиления чуть меньше 1.

Усилительные
свойства биполярного транзистора

Независимо от схемы включения, транзистор
характеризуется тремя коэффициентами
усиления:

— KI = Iвых / Iвх – по току;

— KU = Uвых / Uвх = (Iвых ∙ Rн) / (Iвх ∙
Rвх) = KI ∙ Rн / Rвх – по напряжению;

— KP = Pвых / Pвх = (Uвых ∙ Iвых) / (Uвх ∙
Iвх) = KI∙KUпо мощности.

Для схемы с общей базой:

KI = Iк / Iэ = α (α<1)

KU = α ∙ (Rн / Rвх)

Rн ≈ n ∙ 1кОм

Rвх ≈ n ∙ 10 Ω

KU ≈ n ∙ 100

KP = KU / KI = n ∙ 100

Для схемы с общим коллектором:

KI = Iэ / Iб = β + 1

KU = β ∙ (Rн / Rвх)

KU < 1

Для схемы с общим эмиттером:

KI = Iк / Iб = β = n (10-100);

KU = β ∙ (Rн / Rвх);

KP = KI ∙ KU = n ∙ (1000 —
10000).

Основные параметры

  • Коэффициент передачи по току.
  • Входное сопротивление.
  • Выходная проводимость.
  • Обратный ток коллектор-эмиттер.
  • Время включения.
  • Предельная частота коэффициента передачи тока базы.
  • Обратный ток коллектора.
  • Максимально допустимый ток.
  • Граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером.

Параметры транзистора делятся на собственные (первичные) и вторичные. Собственные параметры характеризуют свойства транзистора, независимо от схемы его включения. В качестве основных собственных параметров принимают:

  • коэффициент усиления по току α;
  • сопротивления эмиттера, коллектора и базы переменному току rэ, rк, rб, которые представляют собой:
    • rэ — сумму сопротивлений эмиттерной области и эмиттерного перехода;
    • rк — сумму сопротивлений коллекторной области и коллекторного перехода;
    • rб — поперечное сопротивление базы.

Эквивалентная схема биполярного транзистора с использованием h-параметров.

Вторичные параметры различны для различных схем включения транзистора и, вследствие его нелинейности, справедливы только для низких частот и малых амплитуд сигналов. Для вторичных параметров предложено несколько систем параметров и соответствующих им эквивалентных схем. Основными считаются смешанные (гибридные) параметры, обозначаемые буквой «h».

Входное сопротивление — сопротивление транзистора входному переменному току при коротком замыкании на выходе. Изменение входного тока является результатом изменения входного напряжения, без влияния обратной связи от выходного напряжения.

h11 = Um1/Im1, при Um2 = 0.

Коэффициент обратной связи по напряжению показывает, какая доля выходного переменного напряжения передаётся на вход транзистора вследствие обратной связи в нём. Во входной цепи транзистора нет переменного тока, и изменение напряжения на входе происходит только в результате изменения выходного напряжения.

h12 = Um1/Um2, при Im1 = 0.

Коэффициент передачи тока (коэффициент усиления по току) показывает усиление переменного тока при нулевом сопротивлении нагрузки. Выходной ток зависит только от входного тока без влияния выходного напряжения.

h21 = Im2/Im1, при Um2 = 0.

Выходная проводимость — внутренняя проводимость для переменного тока между выходными зажимами. Выходной ток изменяется под влиянием выходного напряжения.

h22 = Im2/Um2, при Im1 = 0.

Зависимость между переменными токами и напряжениями транзистора выражается уравнениями:

Um1 = h11Im1 + h12Um2;
Im2 = h21Im1 + h22Um2.

В зависимости от схемы включения транзистора к цифровым индексам h-параметров добавляются буквы: «э» — для схемы ОЭ, «б» — для схемы ОБ, «к» — для схемы ОК.

Для схемы ОЭ: Im1 = I, Im2 = I, Um1 = Umб-э, Um2 = Umк-э. Например, для данной схемы:

h21э = I/I = β.

Для схемы ОБ: Im1 = I, Im2 = I, Um1 = Umэ-б, Um2 = Umк-б.

Собственные параметры транзистора связаны с h-параметрами, например для схемы ОЭ:

h11∍=rδ+r∍1−α{\displaystyle h_{11\backepsilon }=r_{\delta }+{\frac {r_{\backepsilon }}{1-\alpha }}};

h12∍≈r∍rκ(1−α){\displaystyle h_{12\backepsilon }\approx {\frac {r_{\backepsilon }}{r_{\kappa }(1-\alpha )}}};

h21∍=β=α1−α{\displaystyle h_{21\backepsilon }=\beta ={\frac {\alpha }{1-\alpha }}};

h22∍≈1rκ(1−α){\displaystyle h_{22\backepsilon }\approx {\frac {1}{r_{\kappa }(1-\alpha )}}}.

С повышением частоты заметное влияние на работу транзистора начинает оказывать ёмкость коллекторного перехода Cк. Его реактивное сопротивление уменьшается, шунтируя нагрузку и, следовательно, уменьшая коэффициенты усиления α и β. Сопротивление эмиттерного перехода Cэ также снижается, однако он шунтируется малым сопротивлением перехода rэ и в большинстве случаев может не учитываться. Кроме того, при повышении частоты происходит дополнительное снижение коэффициента β в результате отставания фазы тока коллектора от фазы тока эмиттера, которое вызвано инерционностью процесса перемещения носителей через базу от эммитерного перехода к коллекторному и инерционностью процессов накопления и рассасывания заряда в базе.
Частоты, на которых происходит снижение коэффициентов α и β на 3 дБ, называются граничными частотами коэффициента передачи тока для схем ОБ и ОЭ соответственно.

В импульсном режиме ток коллектора изменяется с запаздыванием на время задержки τз относительно импульса входного тока, что вызвано конечным временем пробега носителей через базу. По мере накопления носителей в базе ток коллектора нарастает в течение длительности фронта τф. Временем включения транзистора называется τвкл = τз + τф.

Рейтинг автора
5
Материал подготовил
Максим Иванов
Наш эксперт
Написано статей
129
Ссылка на основную публикацию
Похожие публикации